Sagittarius

Теперь, пользуясь вышеизложенной инфой, попробуем разобрать мантры нашего светилы Сухова: Мало кто сможет рассмотреть тут в ВК Шиклаи, не только лишь все. ВК даже лучше линейного ВК 5534: Но, допустим, ВК виноват, и на пальцах раскладываем вот эту картинку: отсюда: https://newaudioportal.com/forum/355-как-работает-оос/ Вот у нас есть 1 В искажений входного каскада и 1 В от ВК ОУ, а КуОУ=1000 раз. Какой Кг будет на выходе от того и другого источника? 1 В на входе усилится в КуООС раз вместе с сигналом. Если отношение сигнал/искажение было 10, таким же оно останется и на выходе. Это понятно: его нечем испортить или улучшить. 1 В на входе ВК породит противоискажение (инвертированный сигнал ошибки) для своей нейтрализации. Если ОУ включен повторителем, то для нейтрализации на выходе останется остаточного сигнала: Уост=1 В / 1000(КуОУ) = 1 мВ. Это уже в 1000 раз меньше искажений входного каскада, повторенных ОУ. Если же КуООС=10, то на выходе будет уже 10 мВ искажений, которые поделятся на КдООС=10 и на входе ОУ окажется почти тот же самый милливольт, который умножится в КуОУ=1000 и создаст противоискажение 990 мВ, оставляющее на выходе 10 мВ искажений. Итак, как мы легко можем понять, искажения ВК на данной частоте Ф нас должны волновать в КуОУ(ф) меньше искажений входного каскада. Нет никакого математического или физического смысла применять в ВК БАБЫ или АББЫ, чтобы уменьшить его Кг в 2 раза, если того же эффекта можно достичь повышением Ку схемы в те же 2 раза. То же самое, в приложении к ОР42: для достижения 0,01% искажений при Увых = 10 В: Уиск = 10 В * 0,01%/100 = 0,001 В = 1 мВ. Казалось бы, это немного. Но при КуОУ= 80 дБ = 10.000 раз@1k надо иметь искажений ВК: Уиск= 0,001 В * 10.000 раз * КдООС, или 10 В из 10 В при КдООС=1 в режиме повторителя и 100 В при КуООС=КдООС=10 противоискажений. Отсюда ясно, что на 1 кГц такие искажения физически невозможны. Их можно получить или от ВК там, где КуОУ стремится к нулю, или на звуковых частотах в тех каскадах УН ОУ, перед которым нет высокого Ку предыдущих. Понятно, что и внёс их тот каскад УН с ОЭ, который при Ку=10.000 и Увых = 10.000 мВ имеет Увх=1 мВ и вносит 1% искажений при этом входном напряжении. А совсем не ВК, при правильном подборе сопротивлений ООС и нагрузки работающий в классе А и не вносящий коммутационных искажений. Так что не всем гурам стоит безоглядно доверять

Например, есть у нас усилитель на Е1 с ООСС R1R2 и напряжением В1 помех, наводок, искажений выходного каскада. Полезного сигнала усилитель не усиливает, только подавляет эти искажения. Как? Усилитель создаёт перед источником искажений противоискажения в размере -50 мВ, с тем, чтобы на выходе получилось 10 пкВ. Как вышел такой результат? Эти 10 пкВ должны поделиться делителем ООС до 5 пкВ, затем они умножаются в КуЕ1 раз и получается 50 мВ. Но не сверхточно 50 мВ, что бы на выходе был абсолютный ноль, а есть некий остаточный приварок в 10 пкВ для работы с ним ООС. Можно понять, что, чем больше КуЕ1, тем меньше ему надо на выходе сигнала искажений для создания ПРОТИВОискажений. Итого: чем ООС глубже, тем искажений на выходе меньше. Точно так же, можно и улучшать исходную линейность каскада с повышением его Ку: Увх = Увых / Ку, Где Увых = константа по техзаданию, Ку - от мастерства разработчика, а вот Увх - фактор искажений: Причём, процессы эти взаимозависимы: чем больше вы наберёте Ку для уменьшения выходного остатка неподавленных искажений (погрешности статизма), тем линейнее у вас окажется и сам каскад, в котором это усиление увеличилось. Деньги к деньгам.

Пересаживайся на ЛТС. Он лучше, да и чем-то помогу.

Тут два человека есть: Неуло сам его собирал и мерил, Декодер изобрёл свой вариант, упрощённый. Оба живут в России (если Москва не Россия, то Барнаул - точно она))), имеют платы или рисунки плат. Просто поверь, полного объёма знаний по схеме не имеет никто и никогда, надо работать в условиях частичного или тотального непонимания. Много ли я знал, когда спаял другу первый ВВ-2008? - ничего. Только то, что надо осциллом проверить, что он не свистит, и пошевелить как-то коррекцию, если генерит. Как - уже не знал. Симулятор чем хорош? Он 95...99% самого страшного и скрупулёзного - подбора коррекции - позволяет сделать на картинке, а на практике потом схема становится на плату и работает при правильном монтаже. Это просто сказочные преимущества, сам о таких всю жизнь мечтал )))

Сделай РУБЕЖ, понравится.

В ИМС УМЗЧ используется аналоговая токовая защита. Если кто не помнит, как она выглядит, то в базе - так, см. Т11Т12: Защита являет собой нелинейную, пороговую ООС по току выхода УМЗЧ и предназначена для ограничения этого выходного тока усилителя. Чем плоха такая защита? Пороговые элементы, эмиттерные переходы Т11Т12, имею очень плавный порог и начинают слегка ограничивать выходной ток задолго до достижения им пороговых значений. Это приводит к искажениям за счёт конфликта петель ООС: защитная стремится ток ограничить, общая - поддержать заданное выходное напряжение. Кроме того, "щёлкают" импульсами коммутации диоды Д5Д6, и эти колючки хорошо проходят в сигнал. Искажений только за счёт подработки защиты и коммутации диодов будет порядка 0,03%. Это мерялось на показанном модуле УНЧ-50-8, но выводы распространяются на любую схему аналоговой защиты: у БТ крайне пологий порог срабатывания, а кремниевые транзисторы способны работать и на токах в микроампер, при Убэ порядка 0,4...0,45 В.

Непредумышленная. Я не думаю, что они там собрались и договорились: будем утилизировать транзисторы. Хотели сделать хорошо, заработать, но знаний не было. Совершенно верно. Нечего там взять. Что мы, дифкаскадов полевых не видели? Напротив, симметричный р- и п-джифетный каскад связывает необходимостью подбора комплементарных пар, взамен не даёт линейности. Лучше простой диф, и, если полевой, то высокоомная нагрузка, ГСТ или зеркало, обязательны. Или каскоды в УН - давно известны. ВК я бы вообще не делал такой. Усилитель стал памятником эпохе.

Бивис и Батхед. ))

Выложим. Просто, надо во всех усилителях уметь разбираться, в чужих - тоже: не всегда они плохие, в некоторых есть решения, которыми полезно поживиться.

Первое: входной каскад на полевиках. Обладают низкой крутизной, потому для реализации высокого усиления нуждаются в зеркалах/генераторах тока в нагрузке. Тут этого нет: каскад еле чмыхает. Это всё можно моделировать, но много чести. Во втором каскаде они пытались натянуть усиления, снижали ёмкость коррекции аж до 10 пФ. Это оочень мало. Скорее всего, усилитель на грани возбуда. Самое смешное: резисторы 200 кОм. ИМХО, они нужны, чтобы второй каскад УН не вскакивал в отсечку при перегрузке/клипе. Заодно они тянут помеху с питалова ВК на базы 2к. Непрофессионально они этот вопрос решили, видит Бог. Выхлоп: нет токозадающего резистора меж эмиттерами 1кВК. Видимо, не хватило пинов на разъёме. Это не то, чтоб сильно худо, просто лучше так не делать: 1кВК достоин хорошего питания. Общий уровень - ну, на троечку: бывают усилители, глянешь - думал над ним гений, надо схему сохранить и раздуплить, что он сделал, чтобы себе такое повторить. Тут этого чувства не возникает.

Как увидел 0,003 и 0,0048%, у меня чуть сердце не стало. Потом присмотрелся, отлегло: класс!

Обычно, телефонные усилители строятся по схеме ОУ-повторитель: Недостаток её в том, что и без того небольшое усиление ОУ тратится как на КуООС, так и на линеаризацию ВК. Как повысить усиление? Вот так. ОУ, Т1 и R3 образуют ПНВТ - преобразователь напряжения в ток с высокой крутизной. Т3 выполняет на Т2 нагрузки обратное преобразование тока в напряжение, это каскад ПТВН. Что получается? Петлевое усиление не менее 105 дБ в звуковом диапазоне. Подавление помех по -Упит. Подавление помех по +Упит. Подавление искажений. ПХ. Схемы. Усилитель малогабаритный, занимает место порядка 50 км (по карте). Гибридный УТФ.zip

Крепись, бери себя за черти и доводи до готовности. У меня - та же проблема. ))

ЛТС-4 - испытанный симулятор, проверенный практикой. Программы высших грейдов, напротив, показали себя сырыми и глюкавыми.

Почему именно ЛТСпайс? Он более точен, чем другие. Что это такое и как с ним работать: https://kit-e.ru/switchercad-iii/ Самое простое руководство по ЛТС. С него я и начинал: https://kit-e.ru/spice/ Слово Автору программы: Почему ЛТС лучше всех симуляторов? или: Почему нет сверхлинейников ни в одном другом - да и быть не может? Раз: Корректность метода Ньютона зависит от (1) наличия непрерывных значений крутизны вольт-амперной характеристики каждого элемента схемы и (2) шунтирования всех нелинейных элементов конденсаторами так, что решение для предыдущей точки во времени является подходящей точкой для старта метода Ньютона для текущего временного значения. Условия (1) и (2) встречаются в любой физической схеме, но программы, использующие SPICE, как правило, не умеют правильно их применять, потому что представление ВАХ полупроводниковых устройств в оригинальной реализации SPICE от Университета Беркли является дискретным. Это приводит к погрешностям, и такие ошибки реализации исходных моделей присутствуют изначально и в платных версиях SPICE. В симуляторе LTspice такая дискретность отсутствует. Для иллюстрации этих отличий на рис. 1 приведены вольт-амперные характеристики диода в PSpice по сравнению с их представлением в симуляторе LTspice. (PSpice является зарегистрированной торговой маркой компании Cadence. В приведенных иллюстрациях используется версия 9.2.). Рис. 1. а) Неравномерная вольт-амперная характеристика диода в PSpice; б) равномерная вольт-амперная характеристика в LTspice. Неравномерности негативно влияют на способность симулятора моделировать нелинейные схемы. Ваш симуль не покажет корректно искажения усилителя. Нельзя на его данных основывать свои схемотехнические решения: он - ледащо. Два: Интегральный метод Гира (Gear integration method) в PSpice часто выдает ошибочные результаты. Интегрирование по методу Гира подавляет не только числовые колебания, но и все колебания, включая физические. В результате схема некорректно функционирует в реальных условиях, так как симулятор показывает идеально стабильную работу модели, поскольку физические колебания некорректно демпфированы на этапе вычислений. Уникальность LTspice заключается в том, что он использует самомодифицирующийся, самоассемблируемый и самолинкующийся код для вычисления разреженных матриц. Этот метод работает значительно лучше, чем другие технологии. Это важно при расчёте устойчивости усилителя. Если ваш симулятор некорректно показывает будливую схему устойчивой, в железе усилителю однозначная торба. Три: Метод Гира Разработчики аналоговых схем считали, что интегрирование методом трапеций недопустимо для аналоговых схем (некоторые пользователи вынуждены с недоверием относиться к SPICE из-за популярной литературы, которая недооценивает значение симуляции в SPICE), поэтому оно было удалено из коммерческой версии реализации SPICE — PSpice, а как единственно доступный был оставлен более медленный и менее точный метод Гира. Но интегрирование по методу Гира гасит не только числовые колебания, но и все колебания, включая физические. Данная особенность чревата тем, что схема некорректно работает в реальных условиях из-за присутствия колебаний, хотя симулятор показывает идеально стабильное функционирование модели. Так происходит потому, что нестабильность схемы демпфирована на этапе вычислений. В результате возникали катастрофические ситуации, в которых интегральная микросхема, промоделированная и рассчитанная в PSpice, а затем изготовленная в промышленных масштабах, оказывалась неработоспособной. Впоследствии потребовались значительные временные и финансовые затраты для устранения этой нестабильности и достижения необходимой функциональности этой микросхемы. Если разработчик микросхемы установит максимально короткий временной шаг, то в принципе ошибки интегрирования по методу Гира могут быть устранены. Но это не станет полноценным решением, поскольку (1) короткие временные шаги значительно уменьшают скорость симуляции и (2) нет никакого способа убедиться в том, что временной шаг действительно достаточно короткий. В документации к симулятору PSpice указано, что он использует модифицированный метод Гира, который лучше справляется с задачей выбора действительно коротких временных шагов, чем реализация интегрирования по методу Гира в реализации SPICE от Университета Беркли. Но метод, примененный в симуляторе PSpice, часто не работает. Очень просто создать обычную схему и увидеть, что численно интегрированный результат PSpice значительно отличается от реального решения, которое можно найти при расчете вручную. На рис. 2 показан параллельный резонансный контур с параллельно включенным источником тока. Источник тока выдает максимальный импульс тока в первые 0,2 мс, а затем падает до нуля. Решение предполагает, что резонансный контур возбуждается этим броском тока, а затем остается в режиме генерации с постоянной амплитудой. Рис. 2. Простая схема с известным решением, выбранная для проверки На рис. 3 показано, что модифицированное интегрирование методом Гира в PSpice искусственно гасит генерацию, в то время как симулятор LTspice выдает правильное решение с непрерывной генерацией вследствие отсутствия потерь в контуре. Рис. 3. PSpice (слева) использует модифицированное интегрирование по методу Гира, что приводит к некорректному подавлению «звона» для схемы, приведенной на рис. 2 Исходя из опыта автора статьи, модифицированный метод трапеций является лучшим средством для интегрирования дифференциальных уравнений для аналоговых схем, который не используется в других реализациях SPICE. Этот метод является единственным, который автор считает нужным рекомендовать для разработки схем. На рис. 3 видно, что интегрирование по методу Гира в симуляторе PSpice некорректно объединяет две реактивные нагрузки в обычной схеме с одним узлом. В основе этих ошибок лежит то, что интегрирование по методу Гира пытается сделать схемы более стабильными в симуляции, чем они есть на самом деле. Чтобы показать практические последствия таких ошибок, на рис. 4 показан аудиоусилитель, нестабильно работающий потому, что величина емкости компенсационного конденсатора С2 слишком мала. Рис. 4. Нестабильный усилитель мощности PSpice некорректно моделирует данную схему как стабильную, в то время как симулятор LTspice демонстрирует верный результат. Рис. 5. Симуляция ответной реакции нестабильного усилителя мощности на большой скачок напряжения: а) демонстрирует ошибочный стабильный результат; б) показывает верный результат с наличием автоколебательного процесса от LTspice На рис. 5 демонстрируется ошибочный стабильный результат (рис. 5а), а также верный результат с наличием автоколебательного процесса от LTspice (рис. 5б). На рис. 5 показана симуляция реакции на большой скачок напряжения. Если установить достаточно малый временной шаг симуляции в PSpicе, можно принудительно приблизиться к верному результату, допуская, что PSpice правильно интерпретирует уравнения моделей транзисторов и просто неточно интегрирует дифференциальные уравнения. Модифицированный метод трапеций создан автором несколько лет назад и впервые стал широкодоступным в программе LTspice. Исходя из своего опыта, автор считает модифицированный метод трапеций, который не используется в других реализациях SPICE, лучшим средством для интегрирования дифференциальных уравнений для аналоговых схем. Симулятор LTspice также поддерживает и другие методы, традиционный метод трапеций и метод Гира, однако они присутствуют в программе лишь для того, чтобы пользователь мог повторить ошибочные результаты из других реализаций симулятора SPICE и убедиться, что модели интерпретируются одинаково, но отличаются только методами интегрирования. (Ну, просто Бугога. Тролль ещё тот.)))) То есть: вы рассчитали в неком симуляторе свой усь, он опять сгорел. Просто неправильный метод расчёта убедил вас, что усь устойчив, а оказалось - это бочка с бензином. Четыре: Обратный пример: неправильный метод интегрирования видит звон там, где его нет. На рис. 6 показана схема, которая создает паразитный «звон» из-за весьма высокой нелинейности емкости, вызванной нетрадиционно подключенными MOSFET-транзисторами в инверторе. «Звон» виден в источнике тока I(V1). На рис. 7 приведено сравнение традиционного метода трапеций и модифицированного метода трапеций, использованного в LTspice. Рис. 6. Схема, которая подвержена липовому «звону» Рис. 7. Интегрирование методом трапеций по сравнению с модифицированным методом трапеций в LTspice (применительно к схеме, приведенной на рис. 6): а) обычный метод интегрирования методом трапеций допускает появление «звона»; б) интегрирование с использованием модифицированного метода трапеций в симуляторе LTspice полностью устраняет «звон» Обратите внимание, что большинство реализаций SPICE не сможет запустить данную симуляцию, так как в них используется емкостная модель Мейера для этого типа MOSFET-транзисторов. Но поскольку емкостная модель Мейера не сохраняет заряд и выдает неточные результаты для коротких каналов, от нее отказались еще в 1990‑х годах. Как в LTspice, так и в PSpice, емкостная модель Мейера (Meyer) заменена моделью заряда Янга — Чаттерджи (Yang — Chatterjee). В связи с тем что оба симулятора используют одни и те же обновленные уравнения сохранения зарядов, они должны выдавать и одинаковые результаты. Но если мы сравним результаты в программах PSpice и LTspice, как показано на рис. 8, то увидим, что PSpice демонстрирует крайне ошибочные результаты. Колебания, наблюдаемые в PSpice, не дают «звона», потому что они не происходят на каждом временном интервале, а PSpice не использует метод трапеций. Эти искажения практически полностью происходят вследствие ошибки дифференцирования уравнений Янга — Чаттерджи для емкостей, реализованных в модели зарядов в симуляторе PSpice. Рис. 8. а) Пример схемы, приведенный на рис. 6 в PSpice, не показывает «звон», но демонстрирует другие искажения, скорее всего из-за ошибки в применении модели заряда Янга — Чаттерджи; б) симулятор LTspice дает корректный результат. Заключение LTSpice не первая и не единственная бесплатная реализация SPICE, но это самая лучшая и широко используемая реализация данного симулятора. Метод Ньютона, метод разреженных матриц и метод неявного интегрирования формируют ядро численных методов в SPICE. Надежность симулятора, его скорость работы и комплексность зависят от того, насколько хорошо эти методы реализованы. Думается, симулятор LTspice вполне способен завоевать доверие разработчиков, наглядно продемонстрировав им свое умение корректно просчитывать поведение схем и выполнять важнейшие численные методы и делая это гораздо лучше других реализаций SPICE. Автор: Энгельгардт Майк (Engelhardt Mike) Тут приведены цитатные отжимки, насколько возможно полно передающие суть. Более подробно - тут: SPICE Differentiation.Различия в реализациях симуляторов SPICE Для прогнозирования работы электронных схем разработчики аналоговой техники часто опираются на результаты компьютерного моделирования. Ценность такого kit-e.ru Очень полезное руководство по симуляции трансформаторов.

Так как в последнее время прямо валом пошли учоные, неспособные сосчитать количество петель ООС в усилителе, внесём ясность в это вопрос. DDoS protection | CleanTalk Да вот, например. У нас тут классическая схема: входной каскад с высоким выходным сопротивлением, выход в точке 2. Следующий каскад с высоким входным сопротивлением охвачен миллеровской частотно-зависимой ООС - коррекцией через С3. Меряется это всё пробником Пробе1, зона 1. Что у нас тут военного? А тут у нас ошибка. Дело в том, что все петли ООС внутри усилителя принадлежат усилителю. К ним относится как ВЧ-ООС миллеровской коррекции, так и НЧ-ООС интегратора. А вот Главная петля ООС должна мериться отдельно от них, пробником, включенным только в её петлю. Если мерить какие-то внутренние петли ООС, то надо отдавать себе отчёт, что мы меряем, как мы меряем и как надо мерить, что показывает снятая АЧХ и почему. Тут схема измерения глубины ООС собрана правильно: пробник Миддлбрука V1 вставлен строго в Главную ООС. В корректирующей петле С1 пробников нет, что указано стрелками. Усилитель неустойчив: АЧХ пересекает 0 дБ под двойным углом, 40 дБ/декаду. Но не суть. Зерно в том, что это - правильная АЧХ, и ею можно пользоваться, чтобы довести усилитель до ума. Переключим петлю миллеровской ООС так, как показано на самом верхнем рисунке: С1 - к выходу, параллельно Главной петле, к точке НФБ. Сразу петлевое на 20к возросло до 80 дБ. Это - ровно суховский случай, когда он мерил совместное усиление Сары и корректора, громко радуясь непомерной удаче с незаслуженным ростом петлевого: Такого счастья быть не может. Или может? Перепроверяемся: ОУ АЧХ усиления. Классическое измерение глубины ООС. ОУ включен повторителем, и теперь его глубина ООС равна Кухх на даташитных графиках выше. 30 пФ коррекции соответствует глубине ООС 45 дБ@10к, как и на графике из даташита. Усилитель устойчив до единичного усиления. Переключаем С1 заведомо неправильно, к петле Главной ООС. 10 кГц - 85 дБ, как в аптеке. Но где же действие коррекции, сбивающее усиление до 45 дБ при 10к? Значит, если мы внутреннюю петлю ООС включаем вместе с внешней Главной, их усиления суммируются, и теперь ничего не понять: коррекция есть, но усиление она не уменьшает! Она отключена неправильным способом измерения глубины ООС и теперь график указывает на неустойчивый усилитель: Переключаем пробник Миддлбрука в петлю ООС частотной коррекции: График показывает область частот её работы. Это - ВЧ. Итого. В усилителе бывает много петель ООС. Нам надо знать действие, отношение к линейности и полосу работы каждой. Для этого надо включать пробник в каждую петлю и усиленно думать, что он показывает и почему. Царских путей в электронике нет. Как мерить глубину ООС.zip

Из жизни насекомых: Конечно быстрее (это называется время реакции или запаздывания), иначе кому такая ООС нужна? Пусть на входе 1 кГц, а через 100 мкс 10 кГц (а при реальной музыке всё намного сложнее, там сотни частот меняются), но по Вашему изменение сигнала по цепи ООС не может быть быстрее, чем входной стимул, т.е. сигнал ООС на первый каскад поступит с задержкой 1 мс или больше, а там давно другая частота с другой амплитудой и фазой. Да и даже для одной постоянной частоты, при медленной ООС она будет компенсировать не ту амплитуду, которая вызвала данный сигнал ООС. Вы сначало думайте, а потом пишите. #22 Где в этой пугне главная дуристика? Вот она: сигнал ООС на первый каскад поступит с задержкой 1 мс или больше, а там давно другая частота с другой амплитудой и фазой (с) 1 мс - это длительность периода частоты 1 кГц. Вы подаёте на вход сигнал 20 кГц с периодом в 50 мкс, а появляется на выходе через 1 мс. Конечно, какая тут ООС: поезд не просто ушёл, он уже 20 раз вернулся и снова едет. Ну, а если абстрагироваться от исходных данных: я не умею в ООС и буду её хаять, невзирая на правдоподобие, то правда где? Вот она: ООС уменьшает любые виды искажений. Фазовые и временнЫе - тоже. Вот до таких значений. Отчего оно так? Смоделируем это. Два идентичных усилителя с одинаковым усилением под ООС: -22 раза. Только вот: Отличаются Ку до охвата ООС. Верхний усилитель имеет меньшее усиление, но более широкую полосу, определяемую ФНЧ: Какой же усилитель лучше отработает пресловутый импульсный сигнал? Оказывается, белый широкополосный усилитель с мелкой ООС отрабатывает сложный сигнал с ВЧ-гармониками зримо хуже зелёного узкополосного с высоким петлевым усилением. Как оно и есть, на самом деле, в железных усилителях. Я повторю то, что выкладывал не единожды: Три усилителя. Первый - вовсе без задержек. Второй - широкополосный, 15 кГц до охвата ООС, что максимально близко к естественным железным значениям в ВВС-2011. Третий - узкополосный: 15 Гц, но с усилением 10е9. Какой же лучше отрабатывает шулерские брусры? Белый - широкополосный-1. Зелёный - широкополосный-2 с Ку=100. А вот жёлтый - узкополосный, 15 Гц с Ку=10е9. Но что-то его не отличить от белого, которого не видно из-за слияния. Белый широкополосного и жёлтый узкополосного слились. Разницы нет. А вот мелкоООСный зелёный, которого шарлатаны прочат взамен сверхлинейных усилителей, не выдержал пытки шарлатанским же брусром . Разницу форм видно только при очень большом приближении, составляет она 7 мкВ и 22 пикосекунды. Ровно как у реально собранных железных сверхлинейных усилителях: Я понимаю: шарлатанам и подпевалам не за что любить математику. Но если ты хочешь слышать настоящую музыку, должен понять: выход только один - осознать физические основы сверхлинейности. Вложения ООС.zip

Благо, даже без применения золотых резисторов они ниже шумов оцифровки - -96 дБ при 16 бит, и нам нам них с высокой колокольни. Вот реально измеренные уровни разностных интермодов одного из сверхлинейных усилителей:

Пришёл Купукин, говорит: я - Стелс, вы меня обидели, на "ты" назвали.

Умом. Умом они будут определяться. От него - всё остальное. Люди с Паяльника слушали, и вывели вывод: где-то за глубинами ООС в 100 дБ звучание усилителей неотличимо. От себя умозрительно полагаю, отличимо, но на очень тонких нюансах, неопределимый или трудноопределяемых: опыта прослушки звука таких линейностей нет ни у кого, и, опять же, для понимания отличий материал должен быть предельно качественным - чего трудно ожидать с имеющимся техническим уровнем, так что, возможно, различия есть.

Я не понимаю. Думаешь, разрабатываешь, пишешь людям как можно более ясно и доходчиво: люди, искажения можно победить! Паяйте себе, продавайте КИТы, пользуйтесь! Нет, оно пришло и недовольно, всё ему не по нраву. Вот что с ним не так?

Стелс сбит.

На вегалабе надо искать тему по усилителю Агеева Собираем сверхлинейный усилитель Сергея Агеева.

Ну, да. Если подумать, Сухов в чём-то прав, со своими 50 дБ глубины ООС в Ржа-кен-сухе. Был. Но я с Донбасса. Бог со мной. Схема. Сухов ошибался с заменой в УК "Радиотехника" входных БТ полевиками. У ПТ низкая крутизна супротив биполяров, потому у такой схемы петлевого почти нет. Потеря лица прям. А вот перед корректором дифкаскад на "москвичах" вставить можно. Петлевое достойное получается: Общая концепция - та же, что у Кенвуда: диф входной, диф второй, диф третий - каскад усиления напряжения с нагрузкой на токовое зеркало, ВК. Корректирующую РИАА-ООС можно заменить на суховскую: хоть что-то полезное с выморочной схемы. Так как силовой каркас "Радиотехники" не в пример узкоплёночному поделию лучше, то и ПСРР давится гораздо шикарнее: +ПСРР. До -98 дБ подавления помех в наихудшем случае. -ПСРР почти такой же: -100 дБ. Знай наших. Отчего такое хорошее подавление помех? Вот такой генератор тока, рассчитанный по управлению транзисторами входным напряжением, давит помеху до -122 дБ. Если делать, так делать. Искажения. Что о них можно сказать? Ничего. Быстро спадающий ламповый спектр, да. Интермоды? Разностная 1 кГц = -140 дБ. Ну, может, -142. Такое, не будем мелочиться. Это при чуть более 2 Вампл на выходе: И 200 мВ - на входе, с перегрузкой.

Где на западе отслушивали усилители с глубиной ООС более 80 дБ@20k? Данные в студию. Правило читал же?